DC/DC 降壓轉換器輸入電容器中的電流
發(fā)布日期:2025-02-20
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所有降壓轉換器都需要輸入電容。實際上，在理想情況下，如果電源具有零輸出阻抗和無限電流容量，并且軌道具有零電阻或電感，則不需要輸入電容。但由于這種情況的可能性微乎其微，因此最好假設降壓轉換器需要輸入電容。
輸入電容器存儲當高端開關打開時提供電流脈沖的電荷；當高端開關關閉時，輸入電源對輸入電容器進行重新充電（圖 1）。
圖 1上圖顯示了降壓 DC/DC 開關周期內(nèi)輸入電容電流的簡化電流波形，假設輸出電感無限大。來源：德州儀器
降壓轉換器的開關動作會對輸入電容器進行充電和放電，導致其兩端的電壓上升和下降。此電壓變化表示轉換器在開關頻率下的輸入電壓紋波。輸入電容器會過濾輸入電流脈沖，以最大限度地減少輸入電源電壓上的紋波。
電容的大小決定了電壓紋波，因此電容的額定值必須能夠承受均方根 (RMS) 電流紋波。RMS 電流計算假設只有一個輸入電容，沒有等效串聯(lián)電阻 (ESR) 或等效串聯(lián)電感 (ESL)。有限的輸出電感解釋了輸入側的電流紋波，如圖2所示。
圖 2 TI 的 Power Stage Designer 軟件顯示輸入電容器紋波電流和計算出的 RMS 電流。來源：德州儀器
并聯(lián)輸入電容器之間的電流共享
大多數(shù)實際實現(xiàn)都使用并聯(lián)的多個輸入電容器來提供所需的電容。這些電容器通常包括一個小值高頻多層陶瓷電容器 (MLCC)，例如 100 nF。使用一個或多個較大的 MLCC（10 µF 或 22 µF），有時還使用極化大值大容量電容器（100 µF）。
每個電容器都執(zhí)行類似但不同的功能；高頻 MLCC 可分離 DC/DC 轉換器中 MOSFET 開關過程引起的快速瞬態(tài)電流。較大的 MLCC 以開關頻率及其諧波向轉換器提供電流脈沖。當輸入源的阻抗意味著它無法快速響應時，大容量電容器可提供響應輸出負載瞬變所需的電流。
在使用時，大型電容具有顯著的 ESR，這會對輸入濾波器的 Q 因數(shù)產(chǎn)生一定程度的衰減。根據(jù)其在開關頻率下相對于陶瓷電容的等效阻抗，電容在開關頻率下也可能具有顯著的 RMS 電流。
大容量電容器的數(shù)據(jù)表指定了最大 RMS 電流額定值，以防止自熱并確保其使用壽命不會縮短。由于 RMS 電流的存在，MLCC 的 ESR 要小得多，因此自熱也少得多。即便如此，電路設計人員有時會忽略陶瓷電容器數(shù)據(jù)表中指定的最大 RMS 電流。因此，了解每個單獨輸入電容器中的 RMS 電流非常重要。
如果您使用多個較大的 MLCC，則可以將它們組合起來，并將等效電容輸入到電流共享計算器中，以計算并聯(lián)輸入電容器中的 RMS 電流。RMS 電流的計算僅考慮基頻。盡管如此，此計算工具是對單個輸入電容器 RMS 電流計算的有用改進。
考慮一個應用，其中 V IN = 9 V、V OUT = 3 V、I OUT = 12.4 A、f SW = 440 kHz 和 L = 1 µH。那么三個并聯(lián)輸入電容可以是 100 nF (MLCC)、ESR = 30 mΩ、ESL = 0.5 nH；10 µF (MLCC)、ESR = 2 mΩ、ESL = 2 nH；以及 100 µF (bulk)、ESR = 25 mΩ、ESL = 5 nH。此處的 ESL 包括 PCB 軌道電感。
圖 3顯示了此示例的電容器電流共享計算器結果。100 nF 電容器按預期吸收 40 mA 的低 RMS 電流。較大的 MLCC 和大容量電容器將其 RMS 電流更均勻地分配為 4.77 A 和 5.42 A。
圖 3顯示的是 TI 的 Power Stage Designer 電容均流計算器的輸出。來源：德州儀器
實際上，由于施加的電壓，10 µF MLCC 的實際電容會略低。例如，0805 封裝中的 10 µF、25 V X7R MLCC 在偏置電壓為 12 V 時可能僅提供其額定電容的 30%，在這種情況下，大型電容器的電流為 6.38 A，這可能超過其 RMS 額定值。
解決方案是使用更大的電容器封裝尺寸并并聯(lián)多個電容器。例如，1210 封裝中的 10 µF、25 V X7R MLCC 在偏置電壓為 12 V 時可保持其額定電容的 80%。當在電容器電流共享計算器中用作 C2 時，其中三個電容器的總有效值為 24 µF。
并聯(lián)使用這些電容器可將大型電容器中的 RMS 電流降低至 3.07 A，這更易于管理。并聯(lián)放置三個 10µF MLCC 還可將 C2 支路的總 ESR 和 ESL 降低三倍。
100 nF MLCC 的低電容及其相對較高的 ESR 意味著該電容器在開關頻率及其低階諧波下提供電流方面起著很小的作用。該電容器的功能是分離 DC/DC 轉換器 MOSFET 開關瞬間出現(xiàn)的納秒電流瞬變。設計人員通常將其稱為高頻電容器。
為了提高效率，必須使用盡可能短（電感最?。┑?PCB 布線將高頻電容器盡可能靠近穩(wěn)壓器的輸入電壓和接地端子。否則，軌道的寄生電感將阻止此高頻電容器對開關頻率的高頻諧波進行去耦。
使用盡可能小的封裝以最小化電容器的 ESL 也很重要。與其 ESR 和阻抗曲線相比，值小于 100 nF 的高頻電容器有利于在特定頻率下解耦。較小的電容器將具有較高的自諧振頻率。
類似地，始終將較大的 MLCC 盡可能靠近轉換器放置，以盡量減少其寄生軌道電感，并盡量提高其在開關頻率及其諧波下的有效性。
圖 3 還顯示，盡管總輸入電容器（假設它是一個等效電容器）的總 RMS 電流為 6 A，但 C1、C2 和 C3 支路中的 RMS 電流總和大于 6 A，不遵循基爾霍夫電流定律。該定律僅適用于瞬時值，或時變和相移電流的復雜相加。
使用 PSpice for TI 或 TINA-TI 軟件
如果設計人員的應用需要三個以上的輸入電容分支，則可以使用 PSpice for TI 仿真軟件或 TINA-TI 軟件。這些工具可以進行更復雜的 RMS 電流計算，包括諧波和基本開關頻率，以及使用更復雜的電容模型，以捕捉 ESR 的頻率相關特性。
TINA-TI 軟件可以通過以下方式計算每個電容支路中的 RMS 電流：運行仿真，單擊所需的電流波形以將其選中，然后從波形窗口中的“處理”菜單選項中選擇“平均值”。TINA-TI 軟件使用仿真開始和結束顯示時間的數(shù)值積分來計算 RMS 電流。
圖 4顯示了仿真視圖。為了清晰起見，我們省略了 100 nF 電容，因為其電流非常低，會導致開關邊緣產(chǎn)生振鈴。Power Stage Designer 軟件分析轉換器的總輸入電容電流波形，計算出輸入電流 (I IN )，為 6 A RMS，與圖 2 中的值相同。
圖 4 TINA-TI 軟件的輸出顯示了電容器支路電流波形和計算出的 C2 中的 RMS 電流。來源：德州儀器
與忽略 ESR 和 ESL 的理想梯形波形相比，每個分支中的電容器電流波形有很大不同。這種差異對 DC/DC 轉換器（如 TI LM60440）有影響，該轉換器有兩個并聯(lián)電壓輸入 (V IN ) 和接地 (GND) 引腳。
鏡像引腳配置使設計人員能夠連接兩個相同的并行輸入環(huán)路，這意味著他們可以將雙輸入電容（高頻和大容量）并聯(lián)放置在靠近兩對電源輸入 (PVIN) 和電源接地 (PGND) 引腳的位置。兩個并行電流環(huán)路還將有效寄生電感減半。
此外，兩個鏡像輸入電流環(huán)路具有相等且相反的磁場，允許一些 H 場抵消，從而進一步降低寄生電感（圖 5）。圖 4 表明，如果您沒有仔細匹配并聯(lián)環(huán)路的電容值、ESR、ESL 和布局以獲得相等的寄生阻抗，則并聯(lián)電容路徑中的電流可能會有很大差異。
圖 5并行輸入和輸出環(huán)路采用對稱“蝴蝶”布局。來源：德州儀器
軟件工具使用注意事項
要正確指定降壓 DC/DC 轉換器的輸入電容器，您必須知道電容器中的 RMS 電流。您可以通過公式估算電流，或者更簡單地使用軟件工具（如 TI 的 Power Stage Designer）估算電流。您還可以使用此工具估算最多三個并聯(lián)輸入電容器支路中的電流，這在實際轉換器設計中很常見。
更復雜的仿真軟件包（如 TINA-TI 軟件或 PSpice for TI）可以計算電流，包括諧波和基頻。這些工具還可以模擬頻率相關的寄生阻抗和更多并聯(lián)分支，這說明了在鏡像輸入蝶形布局中匹配輸入電容器組合的重要性。
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